這里簡單構造了一個“場景”，結合下圖介紹一下地回流和電源回流以及一些跨分割問題。為方便作圖，把層間距放大。

　　IC1為信號輸出端，IC2為信號輸入端(為簡化PCB模型，假定接收端內含下接電阻)第三層為地層。IC1和IC2的地均來自于第三層地層面。頂層右上角為一塊電源平面，接到電源正極。C1和C2分別為IC1、IC2的退耦電容。圖上所示的芯片的電源和地腳均為發、收信號端的供電電源和地。

　　在低頻時，如果S1端輸出高電平，整個電流回路是電源經導線接到VCC電源平面，然后經橙色路徑進入IC1，然后從S1端出來，沿第二層的導線經R1端進入IC2，然后進入GND層，經紅色路徑回到電源負極。

　　但在高頻時，PCB所呈現的分布特性會對信號產生很大影響。我們常說的地回流就是高頻信號中經常要遇到的一個問題。當S1到R1的信號線中有增大的電流時，外部的磁場變化很快，會使附近的導體感應出一個反向的電流。如果第三層的地平面是完整的地平面的話，那么會在地平面上會有一個藍色虛線標示的電流；如果TOP層有一個完整的電源平面的話，也會在頂層有一個沿藍色虛線的回流。此時信號回路有最小的電流回路，向外輻射的能量最小，耦合外部信號的能力也最小。(高頻時的趨膚效應也是向外輻射能量最小，原理是一樣的。)

　　由于高頻信號電平和電流變化都很快，但是變化周期短，需要的能量并不是很大，所以芯片是和離芯片最近的退耦電容取電的。當C1足夠大，而且反應又足夠快 (有很低的ESR值，通常用瓷片電容。瓷片電容的ESR遠低于鉭電容。)，位于頂層的橙色路徑和位于GND層的紅色路徑可以看成是不存在的(存在一個和整板供電對應的電流，但不是與圖示信號對應的電流)。

　　因此，按圖中構造的環境，電流的整個通路是：由C1的正極->IC1的VCC->S1->L2信號線->R1->IC2的 GND->過孔->GND層的黃色路徑->過孔->電容負極?？梢钥吹剑娏鞯拇怪狈较蛴幸粋€棕色的等效電流，中間會感應出磁場，同時，這個環面也能很容易的耦合到外來的干擾。如果和圖中信號為一條時鐘信號，并行有一組8bit的數據線，由同一芯片的同一電源供電，電流回流途徑是相同的。如果數據線電平同時同向翻轉的話，會使時鐘上感應一個很大的反向電流，如果時鐘線沒有良好的匹配的話，這個串擾足以對時鐘信號產生致命影響。這種串擾的強度不是和干擾源的高低電平的絕對值成正比，而是和干擾源的電流變化速率成正比，對于一個純阻性的負載來說，串擾電流正比于dI/dt=dV /(T10%-90%*R)。式中的dI/dt (電流變化速率)、dV(干擾源的擺幅)和R(干擾源負載)都是指干擾源的參數(如果是容性負載的話，dI/dt是與T10%-90%的平方成反比的。)。從式中可以看出，低速的信號未必比高速信號的串擾小。也就是我們說的：1kHZ的信號未必是低速信號，要綜合考慮沿的情況。對于沿很陡的信號，是包含很多諧波成分的，在各倍頻點都有很大的振幅。因此，在選器件的時候也要注意一下，不要一味選開關速度快的芯片，不僅成本高，還會增加串擾以及EMC問題。

　　任何相鄰的電源層或其它的平面，只要在信號兩端有合適的電容提供一個到GND的低電抗通路，那么這個平面就可以作為這個信號的回流平面。在平常的應用中，收發對應的芯片IO電源往往是一致的，而且各自的電源與地之間一般都有0.01-0.1uF的退耦電容，而這些電容也恰恰在信號的兩端，所以該電源平面的回流效果是僅次于地平面的。而借用其他的電源平面做回流的話，往往不會在信號兩端有到地的低電抗通路。這樣，在相鄰平面感應出的電流就會尋找最近的電容回到地。如果這個“最近的電容”離始端或終端很遠的話，這個回流也要經過“長途跋涉”才能形成一個完整的回流通路，而這個通路也是相鄰信號的回流通路，這個相同的回流通路和共地干擾的效果是一樣的，等效為信號之間的串擾。

　　對于一些無法避免的跨電源分割的情況，可以在跨分割的地方跨接電容或RC串聯構成的高通濾波器(如10歐電阻串680p電容，具體的值要依自己的信號類型而定，即要提供高頻回流通路，又要隔離相互平面間的低頻串擾)。這樣可能會涉及到在電源平面之間加電容的問題，似乎有點滑稽，但肯定是有效的。如果一些規范上不允許的話，可以在分割處兩平面分別引電容到地。

　　對于借用其它平面做回流的情況，最好能在信號兩端適當增加幾個小電容到地，提供一個回流通路。但這種做法往往難以實現。因為終端附近的表層空間大多都給匹配電阻和芯片的退耦電容占據了。